带你认识后级调节技术 PC电源技术深入解析（三）

　　电源是PC的能量供应器，就好比人体的心脏。如果心脏出了问题，就会影响整个身体的正常运行。同样的，如果PC的电源质量不好，也会影响整台PC的稳定运行。甚至，严重的还会影响到家里的其他电器设备。在《微型计算机》的长期引导下，我们的读者对电源质量的重视程度非常高。PC技术在发展，电源技术也在发展，用户关注电源的点已经从功率大小转变为做工品质，甚至是转换效率，对电源提出了更高的要求。从上期开始，我们从PFC、功率变换进行讲解，让大家深入了解目前电源上的主流设计，同时认识一款优秀的电源应该具备哪些要素。

　　电源的输出端，也称“后级”，是指电源的主变压器到输出线路这一部分之间的电路。它的作用是滤去功率变换器的高频开关纹波、消除其他影响，提供稳定、准确的直流输出电压。

　　我们都知道ATX电源有多路不同电压的输出，然而得到这些输出并不像拧水箱上不同大小的水龙头来控制出水量那么简单。开关电源的多电压输出主要是通过在变压器上附加绕组来得到，每个绕组分到能量的比例与绕组的圈数比例相同。但是多数情况下，+12V与+5V、+3.3V的负载程度相差巨大。而控制电路又只能照顾到一路电压，一般是+12V；当+12V输出的负载太重，输出电压逐渐有下降的趋势时，控制电路就会使功率变换器输出更多的能量来稳定+12V。假如其他路的负载并没有成比例的加大，却成比例的分到了更多的能量，就会导致这些低负载路的电压升高，这个问题在进一步提高变换器的开关频率后更加明显。由于主输出回路的负载程度变化，引起的支路电压偏离度即是“交叉调整性能”。如果失调很严重（在+12V输出功率较大的产品中问题尤其明显），就需要添加提高交叉调整性能的电路。

　　传统的方法是添加电流耦合线圈i i ，使电流按照预计的配比分配给每一路。这种方法成本低廉，简单易行，还能充当滤波器使用。但当电流耦合线圈难以满足需要时，就需要使用不同的技术了。随着硬件性能的增长，电源的输出功率也越来越大，随之带来的就是输出电流的提升。细心的读者或许会发现靠近输出端的散热片似乎总是整个电源中最大的，也就是说输出端是或许整个电源中热损耗最大的环节。本文我们聚焦ATX电源的后级输出调节技术，来看看电源如何应对这些难题。

　　磁放大器(MagneticAmplifier，j0)是一种很老的技术，它的起源可以追溯到电子管时代，在半导体器件应用之前它就已经得到了非常广泛的应用。这也是一种问世比较早的技术，但由于只能用于单向励磁的拓扑（正激、反激系列），不能用于双向励磁的拓扑（半桥、全桥、推挽系列），它销声匿迹了很长一段时间，近年随着双管正激的流行才逐渐进入读者的视野。

　　磁放大器本身是一个磁芯容易饱和的电感线圈，在电路中起到一个“磁性开关”的作用。磁放大器调制技术的原理图及相关波形如誓。所示，它通过减小能量的输入量来稳定输出。图中，黄色部分的能量被“拒于门外”，由此削弱交叉调整的影响，提高3.3V电压的稳定程度。

　　它可以作为“磁性开关”的原理要从它所用磁芯的特性曲线说起。如。所示，在曲线的1—2水平段，磁放大器具有很大的电感量，对交流电具有非常大的阻抗，对应“开关断开”；而垂直的2—4则是“开通过程“，开通过程很短，可忽略不计；4—5对应“开关导通”。然后5—6—0这一段，控制电路从反方向注入少量电流使磁芯完成“磁复位”，此时通过调整复位量，即0点的高度，就可以调节黄色方块面积的大小。

　　相比使用半导体开关电路，磁放大器具有电路简单，控制容易，成本低的优点。它的主要器件仅仅是一个线圈，几乎没有损耗，没有耐压的概念。且耐高温，耐大电流，发热量很低，十分可靠。所以它适合低压大电流的场合，ATX电源中往往作为+3.3V的稳压。而传统的+3.3V使用线性稳压，其损耗与+3.3V输出电流呈正比例关系(5V-3.3V) ，磁放大器能够极大减小这一部分损耗。但是由于+3.3V在整个输出中所占比例并不大，所以磁放大器对效率的提升也比较有限。它的缺点是牺牲掉了+3.3V很小部分的准确度。

　　“单磁放大”与“N磁放大”的区别仅在于使用了磁放大器进行稳压的输出电压路数。在识别上，大多数磁放大器的磁芯看上去有点像两半复合而成的，而且上面绕线的圈数也不会很多。磁放大电感常见放置于变压器与输出整流管之间，也有少数放在输出侧。有些多路磁放大是在一个磁芯上绕两个绕组，有些则是使用两个磁放大器电感。

　　DC/DC屯源模块的基本结构是一个Buck降压电路，它是所有开关电源的始祖，技术上也非常成熟。事实上，Buck电路几乎在计算机的每个配件中都有分布。

　　为DC/DC模块的原理图。当01导通时，输入电能给负载供能，同时给电感充电；Q1关断时，02导通，电感和电容中的能量供给负载。通过控制01开通与关断时间的比例，可以调节输入能量的大小，从而调节输出电压。在同步整流的Buck变换器中，Q2仅在Q1关断时导通，在对输出电压的调节中不起作用。由于电源模块独立在变压器电路的外部，所以几乎不会受到交叉调整问题的影响，使得输出的电压非常稳定，而且DC/DC电源模块的输出纹波也很低。

　　随着器件素质的提高与控制芯片的高度集成化，高频化以后的DC/DC电源模块可以做得很小，效率也在98%以上。如果需要处理的电流很大，也可以使用多相Buck。如果需要好几种不同的电压，则可以使用降压—再降压这样的堆叠方式来实现L：DC/DC模块的设计也比较简单，绝大多数电源工程师都会。缺点就是增加了一大堆元件，增加了成本（350W电源中的DC/DC模块成本大约在20-40元的范围内，有下降趋势）。然后它有一点损耗，会带来少量的发热。

　　DC/DC应用在电源中的好处就是，变压器所有的输出都可以变为12V，然后再经过降压模块得到其它的电压，只要+12V有电，其他的输出都可以保证。这样就能做出有针对性的优化，也就非常适合同步整流的引入。而且在LLC谐振半桥这种交叉调整性能原本就很弱，不适合多路输出的拓扑结构中，DC/DC电源模块也就成了唯一的选择。

　　引入DC/DC往往需要附加一块电路板，这样做的话又方便了“模组接线”功能的引入。而识别DC/DC电源模块可能有点困难，因为输出端的电路板有可能是同步整流，或者只是单纯的模组接线板。不过电路基础较好的读者，可以通过识别电感、电容、开关管这三个关键因素来判断，就好像判断CPU供电电路有几“相”一样。

　　从早期进入80Plus的半桥电源，到80Plus银牌的双管正激，到现在的金牌甚至白金牌的L LC谐振半桥上，我们几乎都能看到同步整流的身影。同步整流与交叉调整性能关系不大，但它却是改善电源效率，降低发热的“炅丹妙药”。

　　二极管整流是最经典的整流方案，但由于二极管的一些非理想特性，它会带来一些损耗。最典型的就是二极管的正向导通压降V，带来的高导通损耗。虽然次级侧整流中常用的肖特基二极管具有较低的Vf(其典型值为0.6V)，但损耗依然偏大。以普通的300W电源为例做个简单的计算、当+12V输出电流为21A时，根据P=lxU，整流二极管会产生j12.6VV的热损耗，+5V输出电流为13A时，这个损耗为7.8W。这两个损耗分别占去整机效率的4.2%和2.6%。随着输出功率提高，整流损耗会更加明显，所以我们看到在多数电源中，输出一侧的散热片比其他的散热片都大。

　　同步整流就是针对这个问题而生的。它的原理就是用MOSFET来替代整流二极管：通过对MOSFET进行合适的控制，使MOSFET来“模拟”二极管的特性——在该导通的时候导通，该关断的时候关断。开关和能量的流动同步，因此称“同步整流”(Synchronous Rectification，SR)。用于同步整流的MOSFET其导通电阻往往是毫欧级别，导通时的压降远远小于肖特基二极管，这样就极大地降低了整流上的损耗。以专用于同步整流的MOSFET，STF140N6F7的3mo为例，根据p=12R，前例中的两个损耗分别为j1.32W和0.507W。

　　对比前后两个结果，我们就能发现同步整流对整机效率的巨大贡献。事实上，使用同步整流普遍能使整机效率提高3-5%，输出侧的散热片几乎可以抛弃。而且由于同步整流能应用于几乎所有的电源中，现在也已经比较成熟，因此成为了提高电源效率的“首选措施”。但是使用同步整流的成本几乎是使用肖特基二极管整流的三倍以上。此外，要在本来就很拥挤的次级侧腾出空间给附加电路，这就增加了布线难度。常见的办法是竖一块小电路板。现在已经出现了几乎无附加电路，甚至干脆集成了MOSFET的专用同步整流控制芯片，添加同步整流功能已经快要达到可以DIY的程度。所以同步整流或许会越来越多的出现在我们视野中。辨识上，同步整流并没有什么非常显著的特征。多数情况下，输出端附近有一块元件密布，却没有电感与大容量电容的小电路板，可以作为辨识依据，但这并不完全准确。

　　关注本系列文章的读者也许会问：为什么一些想法精妙，效果显著的电路没有获得广泛的应用？仅仅是因为成本？不完全是因为成本。要知道，能量具有猛野的天性。能量处理电路中的器件越多，控制越复杂，出问题的几率越高，量产可行性、可靠性及一致性越难控制。所以像DC/DC和同步整流，其实绝大多数工程师都乐意在自己的产品中使用，可最终还是屈服于这些实验室以外的因素。

　　电源的基本结构的技术解析到此就结束了。回顾前几期的内容，我们可以总结出：在300-800W的功率段里，CCMPFC+LLC谐振半桥+同步整流+D C/DC电源模块的电源是最值得选购的。而800W以上的大功率段则是采用交错PFC+ZVS移相全桥或交错式LLC+同步整流+D C/DC的电源。后续，我们会从元器件的角度介绍电源的选择技巧，欢迎继续关注。